偏置电路设计精品(七篇)

序论：写作是一种深度的自我表达。它要求我们深入探索自己的思想和情感，挖掘那些隐藏在内心深处的真相，好投稿为您带来了七篇偏置电路设计范文，愿它们成为您写作过程中的灵感催化剂，助力您的创作。

篇(1)

关键词：电压比较器；运算放大器；阈值比较

1 前言

比较器是一种带有反相和同相两个输入端以及一个输出端的器件，该输出端的输出电压范围一般在供电的轨到轨之间，运算放大器亦是如此。

比较器具有低偏置电压、高增益和高共模抑制的特点。运算放大器亦是如此。

运算放大器有如此多相似之处，但我们却不能忽略他们的细微差别。

比较器拥有逻辑输出端，可显示两个输入端中哪个电位更高。如果其输出端可兼容TTL或CMOS，则比较器的输出始终为正负电源的轨之一，或者在两轨间进行快速变迁。比较器设计用于开环系统，用于驱动逻辑电路，用于高速工作，即使过载亦是如此。

运算放大器有一个模拟输出端，但输出电压不靠近两个供电轨，而是位于两者之间。这种器件设计用于各种闭环应用，来自输出端的反馈进入输入端。其偏置电流通常低于比较器，而且成本更低。运算放大器设计用于闭环系统，用于驱动简单的电阻性或电抗性负载，而且不能过载至饱和状态。

正是这些细微差别，比较器和运算放大器大多数时候会被区别对待，分别实现不同的功能。但若稍作改变，利用他们的相似之处，又可以解决一些实际问题。文章就运放OPA699同时作为运算放大器和电压比较器进行接收电路设计，讨论，并通过试验结果进行现象分析。

2 光电探测电路原理

如图1所示为光电探测电路原理图，光电探测器通过偏置电路将接收到的光脉冲信号转换为电压脉冲信号，输入到放大电路，经过一级放大和整形等操作，输入到信号处理单元。

图1 光电探测电路原理框图

3 电路各部分设计及功能实现

3.1 光电探测器及偏置电路设计

光电探测器将光信号转换为电信号，一般在设计中主要考虑响应度，响应时间，光谱响应范围等参数。此设计中采用普通的硅PIN光电二极管，反向偏置电压为5v，其在反偏电压下工作电路如图2：

图2 光电探测器及偏置电路

3.2 放大电路设计及功能实现

3.2.1 放大电路设计

经光电二极管接收、转换的信号，其幅度和信号比不足以满足信号处理的要求，为了得到足够的放大倍数和更高的信噪比，还需要进行信号的再放大。放大电路如图3所示：

放大电路放大经光电二极管光电转换之后的电信号，考虑到运算放大器的放大倍数基本由电阻决定，受温度影响较小，在放大电路中选取TI生产的电压反馈限幅运算放大器OPA699的组成所需的放大电路。OPA699的-3dB带宽为1000MHz，压摆率为1400v/？滋S，噪声为4.1nV/，是一款高速低噪声运算放大器，满足基本的脉冲信号的放大需求。

运算放大器是一种双电源器件，因而必须通过采用外部元件的某种偏置将运算放大器的输出电压偏置到供电电压的位置，对于给定电源电压，这种方法可实现最大输入和输出电压摆幅。也就是说，为了避免削波现象，需使输出电压偏置到电源电压的一半附近。但是若通过简单的分压器将同相引脚偏置到电源电压的一半，极易引入低频寄生振荡或其他形式的不稳定现象。

该放大电路采用同相比例运算电路，进行单电源固定增益的放大，增益系数由R30/R29决定，本设计中设定放大倍数为5。

本设计中通过电容C34在分压器的抽头点设置旁路，用以处理交流信号。电阻R26为基准电压提供直流回路，同时设定电路（交流）输入阻抗。在本电路中，采用R27和R28组成的分压器，该网络的-3dB带宽由R27、R28和C34构成，如设定R27/R28为2.4kHz/2.4kHz，C34电容值为0.1uF，则：

此设计对于1.33kHz以下的电源上存在的噪声信号可以抑制掉。对于电容C34，若取值足够大，能够对分压器电路通带带宽内所有频率起到旁路的功能。该网络设置有效法则是将极点设为-3dB输入带宽的十分之一。

3.2.2 放大电路功能实现情况

输入脉宽为10ns的激光脉冲信号后，放大电路输入信号和输出信号情况如图4所示。

由图4可以看到，此电路能正常实现信号放大的，完全起到了放大高速微弱信号的作用。

3.3 阈值比较电路及电路实现情况

3.3.1 阈值比较电路

本设计中，阈值比较电路通过电压反馈运算放大器OPA699作为电压比较器实现，具体电路设计如图5所示：

高输入阻抗运算放大器OPA699作为比较器亦通过单电源实现，R33和R35实现将运算放大器的输出电压偏置到供电电压的位置，R34则提供阈值电压参考值，根据实际需要，此处设置阈值为200mV。电阻R32为基准电压提供直流回路，同时设定电路（交流）输入阻抗。

3.3.2 阈值比较电路工作情况

窄脉冲激光信号经放大输出进入比较器，经阈值比较后输出TTL脉冲信号，通过判别前沿获取时间信息，放大电路输出和阈值比较电路输出的输出波形如图6所示：

由图6可以看到，实现阈值比较功能的运算放大器OPA699能够对脉宽为10ns的快速信号进行阈值判别，完全能够满足实际应用需要。

4 结束语

该电路中，单电源供电方式设计的放大电路有效解决了信号放大的问题，方便后续电路的处理；阈值比较电路能进一步得到足够放大倍数的信号，有效地去除噪声，提高信噪比，为后续进行信号处理提供了保证，也就是说，此类应用中，尤其对供电方式要求单一的应用中，将运算放大器用作比较器是一种可行的设计选择。

运算放大器不但有单运放封装，同时提供双运放或四运放型号，这类双核和四核型号比两个或四个独立运算器便宜，而且占用电路板面积更小，进一步节省了成本。另外，比较器专门针对干净快速的切换而设计，因此其直流参数往往赶不上许多运算放大器。因而，在要求低输入失调电压和低输入偏置电流等的应用中，将运算放大器用作比较器可能比较方便。

但是用作比较器的运算放大器没有负反馈，因此其开环增益非常高。跃变期间，哪怕是极少量的正反馈也可能激发振荡。反馈可能来自输出与同相输入之间的杂散电容，也可能来自共地阻抗中存在的输出电流。虽然通过设计布局降低杂散电容等方法进行补偿，但不稳定性的确是隐形存在的“不定时炸弹”。另外，将运算放大器用作比较器时，受饱和影响，其反应速度低于期望水平，如果高速非常重要，将运算放大器用作比较器可能达不到预期效果。

总之，文章提供了一种可行的光电探测电路的设计手段，在实际应用时，必须了解相关知识，以确保所选运算放大器能达到要求的性能。

参考文献

[1]童诗白，华成英.模拟电子技术基础[M].第三版.高等教育出版社，2003.

[2]TEXAS INSTRUMENTS，Inc OPA699 Datasheet[Z].2012

[3]何希才（译）.运算放大器应用电路设计[M].科学出版社，2004

篇(2)

光电检测技术是光学与电子学相结合而产生的一门新兴检测技术［1］。它主要利用电子技术对光学信号进行检测，并进一步传递、储存、控制、计算和显示［2］。光电检测技术从原理上讲可以检测一切能够影响光量和光特性的非电量。它可通过光学系统把待检测的非电量信息变换成为便于接受的光学信息，然后用光电探测器件将光学信息量变换成电量，并进一步经过电路放大、处理，以达到电信号输出的目的［3］。然后采用电子学、信息论、计算机及物理学等方法分析噪声产生的原因和规律，以便于进行相应的电路改进，更好地研究被噪声淹没的微弱有用信号的特点与相关性，从而了解非电量的状态。微弱信号检测的目的是从强噪声中提取有用信号，同时提高检测系统输出信号的信噪比。

1光电检测电路的基本构成

光电探测器所接收到的信号一般都非常微弱，而且光探测器输出的信号往往被深埋在噪声之中，因此，要对这样的微弱信号进行处理，一般都要先进行预处理，以将大部分噪声滤除掉，并将微弱信号放大到后续处理器所要求的电压幅度。这样，就需要通过前置放大电路、滤波电路和主放大电路来输出幅度合适、并已滤除掉大部分噪声的待检测信号。其光电检测模块的组成框图如图1所示。

2光电二极管的工作模式与等效模型

2．1光电二极管的工作模式

光电二极管一般有两种模式工作：零偏置工作和反偏置工作，图2所示是光电二极管的两种模式的偏置电路。图中，在光伏模式时，光电二极管可非常精确的线性工作；而在光导模式时，光电二极管可实现较高的切换速度，但要牺牲一定的线性。事实上，在反偏置条件下，即使无光照，仍有一个很小的电流(叫做暗电流或无照电流1。而在零偏置时则没有暗电流，这时二极管的噪声基本上是分路电阻的热噪声；在反偏置时，由于导电产生的散粒噪声成为附加的噪声源。因此，在设计光电二极管电路的过程中，通常是针对光伏或光导两种模式之一进行最优化设计，而不是对两种模式都进行最优化设计［4］。

一般来说，在光电精密测量中，被测信号都比较微弱，因此，暗电流的影响一般都非常明显。本设计由于所讨论的待检测信号也是十分微弱的信号，所以，尽量避免噪声干扰是首要任务，所以，设计时采用光伏模式。

2．2光电二极管的等效电路模型

工作于光伏方式下的光电二极管的工作模型如图3所示，它包含一个被辐射光激发的电流源、一个理想的二极管、结电容和寄生串联及并联电阻。图中，IL为二极管的漏电流；ISC为二极管的电流；RPD为寄生电阻；CPD为光电二极管的寄生电容；ePD为噪声源；Rs为串联电阻。

由于工作于该光伏方式下的光电二极管上没有压降，故为零偏置。在这种方式中，影响电路性能的关键寄生元件为CPD和RPD，它们将影响光检测电路的频率稳定性和噪声性能。CPD是由光电二极管的P型和N型材料间的耗尽层宽度产生的。耗尽层越窄，结电容的值越大。相反，较宽的耗尽层(如PIN光电二极管)会表现出较宽的频谱响应。硅二极管结电容的数值范围大约在20或25pF到几千pF以上。而光电二极管的寄生电阻RPD(也称作"分流"电阻或"暗"电阻)，则与光电二极管的偏置有关。

与光伏电压方式相反，光导方式中的光电二极管则有一个反向偏置电压加至光传感元件的两端。当此电压加至光检测器件时，耗尽层的宽度会增加，从而大幅度地减小寄生电容CPD的值。寄生电容值的减小有利于高速工作，然而，线性度和失调误差尚未最优化。这个问题的折衷设计将增加二极管的漏电流IL和线性误差。

3电路设计

3．1主放大器设计

众多需要检浏的微弱光信号通常都是通过各种传感器来进行非电量的转换，从而使检测对象转变为电量(电流或电压)。由于所测对象本身为微弱量，同时受各种不同传感器灵敏度的限制，因而所得到的电量自然是小信号，一般不能直接用于采样处理。本设计中的光电二极管前置放大电路主要起到电流转电压的作用，但后续电路一般为A／D转换电路，所需电压幅值一般为2V。然而，即使是这样，而输出的电压信号一般还需要继续放大几百倍，因此还需应用主放大电路。其典型放大电路如图4所示。

该主放大器的放大倍数为A=l＋R2/R3，其中R2为反馈电阻。为了后续电路的正常工作，设计时需要设定合理的R2和R1值，以便得到所需幅值的输出电压。即有

3．2滤波器设计

为使电路设计简洁并具有良好的信噪比,设计时还需要用带通滤波器对信号进行处理。为保证测量的精确性，本设计在前置放大电路之后加人二阶带通滤波电路，以除去有用信号频带以外的噪声，包括环境噪声及由前置放大器引人的噪声。这里采用的有源带通滤波器可选通某一频段内的信号，而抑制该频段以外的信号。该滤波器的幅频特性如图5所示。图5中，f1、f2分别为上下限截止频率，f0为中心频率，其频带宽度为：

B=f2-f1=f0/Q

式中，Q为品质因数，Q值越大，则随着频率的变化，增益衰减越快。这是因为中心频率一定时，Q值越大，所通过的频带越窄，滤波器的选择性好。

有源滤波器是一种含有半导体三极管、集成运算放大器等有源器件的滤波电路。这种滤波器相对于无源滤波器的特点是体积小、重量轻、价格低、结构牢固、可以集成。由于运算放大器具有输人阻抗高、输出阻抗低、高的开环增益和良好的稳定性，且构成简单而且性能优良。本设计选用了去处放大器来进行设计。

本设计选用了去处放大器来进行设计。

图6所示的二阶带通滤波器是一种二阶压控电压源(VCVS)带通滤波器，其滤波电路采用有源滤波器完成，并由二阶压控电压源(VCVS)低通滤波器和二阶压控电压源高通滤波器串接组成带通滤波器。

对于第一部分，即低通滤波器，系统要求的低通截止频率为fc，其传递函数为：

第二部分为高通滤波器，系统要求的高通截止频率为fc，其传递函数如下：

4完整的检测电路设计

本光电检测系统设计的完整电路如图7所示。为方便表示，电路中的R2、R3即为前面等效电路模型中的RT、RF。前级部分由光电转换二极管与前级放大器组成，这也是光电检测电路的核心部分，其器件选用高性能低噪声运算放大器来实现电路匹配并将光电流转换成电压信号，以实现数倍的放大。然而，虽然前级放大倍数可以设计得很大，但由于反馈电阻会引入热噪声而限制电路的信噪比，因此前级信号不能无限放大。

篇(3)

关键词：智能化传感器；仪表放大器；电路设计；应用

智能化传感器中应用仪表放大器能够有效收集和放大各种数据信息同时对共模信号还具有抑制的功能，但是在实际应用的时候需要充分考虑输入共模电压范围、增益选择、放大的差模信号频率、滤波、偏置电流等设计问题。智能仪表仪器输入的传感器信号，一般都具有微小的特征，信号幅度比较小，且在应用的时候还会出现噪声。文章结合仪表放大器结构和原理特点，结合实际具体分析仪表放大器的设计，结合每个电路的特点来为电路实验操作和设计提供重要的支持。

一、智能化传感器中仪表放大器的构成原理

仪表放大器的结构具体如图所示。经过图发现，仪表放大器主要由两级差放大器电路共同构成，同相差分的输入方式是A1和A2，通过同相输入能够在很大程度上提升电路的输入阻抗，减少电路对微小信号的衰减。经过不同的差入输入能够让电路对差模型信号进行放大处理，同时对共模输入信号起到的重大作用是跟随，从而让送到后级差模信号和共模信号幅度值，也就是共模抑制比得到提升，在CMRR要求不发生变化的情况下，可结合实际适当的降低电阻精确匹配要求，从而让仪表放大器线路比一般的差分放大线路具有更强大的共模抑制能力。

二、仪表放大器的电路设计

・智能化仪表放大器电路实现方案

现阶段，智能化仪表放大器的实现方式分为两种，一种是分立元件组成实现，另外一种是单片集成芯片作用实现。结合现有的元器件，具体以单运放和集成四运放为关键，结合具体实践设计出四种仪表放大器电路方案。第一，由三个通用运放组成的三运放仪表放大器电路，并配合电阻电路、A1和A2，将同相互信号段的桥式信号输入到相应的电路中。A1、A2和A3可应用LM741这种通用型运放替代。电路操作原理和构成和一般情况下应用的仪表放大器相同。第二，应用三个精确密度运放组成。第三，应用四运放集成电路为关键来实现，能够将四种功能的独立运放集成在一个芯片中，减少因为运放和制造工艺不同带来的器件性能差异，同时应用统一的电源能够在很大程度上降低电源本身的噪声。第四，应用单片集成芯片实现，具有电路操作结构简单、对电源要求低等方面的特点，在应用工作电源的情况下就能实现操作，设计效率和应用效率良好。【1】

・智能化仪表放大器性能测试分析

智能化仪表放大器电器电路的四种方案中应用的都是电阻组合而成的电桥电路形式，具体是将差分信号输入转变为单端的信号源V。智能化仪表放大器性能测试主要是从信号源的最大输入转变为最小输入，具体转变的数据信息如表一所示。智能化仪表放大器性能测试最大和最小输入主要是指在给定的测试条件下，在电路信息输入输出不失真的情况下来进行信号源的输入操作。仿真性的智能化仪表放大器性能要比一般测试性能高，在应用的时候不会受到外界的干扰。但是在实际测量中一般结合应用仿真测试和实际测试，先通过仿真测试确定电路结构和参数信息，之后通过实际电路测试对其性能指标和参数信息设置问题进行调整，在保证电路功能的基础上提升电路设计总体效率。

・智能化仪表放大器电路设计需要注意的问题

・智能仪表放大器的共模范围

在对智能仪表放大器内部结构分析之后发现，共模电压的输出电压是相同的，差模电压一般出现在增益电阻上，在电流经过之后智能仪表放大器会出现反馈电阻。因此可以证明，在输入一定的差模电压之后，反馈电阻电压范围会发生相应的变化。在输入的共模电压比电源电压1.25V小的时候会达到理想状态的共模抑制比，因而在共模电压比较大的额时候需要选择较高电压的智能仪表放大器。【2】

・智能化仪表放大器共模电压的频率范围

共模电压的频率越高，最终所能够体现的抑制效果就越不好，并随着频率的增加不断恶化这种情况。如果智能仪表放大器在100Hz的情况下很平坦，在频率超过100Hz的时候，智能仪表放大器就会快速的下降，这种现象的出现不仅不会抑制高频共模喜好，而且还会让共模信号失去调节的作用。因而对于RF干扰性强的场合，要尽可能选择共模抑制频率范围 强的仪表放大器。同时，要将高频噪声在达到精密智能化仪表放大器之前对其进行过滤操作。

・智能化仪表放大器的差模放大倍数

在理论下，调节智能化仪表放大器的增益就能将差模进行放大处理。但是实际上放大的差模和被测试的信号频率存在很大的关联。在被测试信号频率高的时候，增益的倍数会在无形中降低。在输入的信号频率是10kHz的时候，增益的效果不会超过80倍。智能化x表放大器的设置可以参照各种类型仪表放大器的增益宽指标，在增益高的时候仪表放大器外接电阻会降低。【3】

・输入偏置的电流回路设计

在偏置电流回路设计的时候，主要是指在智能仪表放大器的输入端口中加入所需要的偏执电流。智能化仪表放大器的偏置电流分成多个纳安的形式，加上智能仪表当大气输入阻抗能力强，偏置电流会随着电压的输入变小，因此需要根据不同的适用场合来选择偏执电流回路接地形式。

结束语

综上所述，智能仪表放大器具有高精确度、低功耗、共模抑制性比较高的特点，被人们广泛应用在数据采集和放大中，智能仪表放大器能够对差分信号进行放大处理，对共模信号进行抑制。这个过程中需要考虑输入的共模电压范围、增益选择问题。文章在阐述仪表放大器电路结构、原理的基础上，通过仿真测试和实际性能测试分析了四种类型的放大器电路，总结出各自的优缺点，并讨论智能化仪表放大器在应用操作中需要注意的问题，旨在为相关人员设计仪表放大器提供重要的思路和意见参考。

参考文献：

[1]苏黎丽. 振动检测技术在涡街流量计中的应用[J]. 自动化与仪器仪表，2016，02：48-49.

篇(4)

关键词： RFID 低噪声放大器（LNA） Smith圆 噪声系数

1.引言

低噪声放大器（Low-noise Amplifier，简称LNA）是处于RFID接收机最前端的关键部件，广泛应用于移动通信、雷达、电子对抗及遥控遥测系统。它的主要作用是放大天线从空中接收到的微弱信号，降低噪声干扰，提高接收信号灵敏度，以供系统解调出所需的信息数据，其噪声、线性和匹配等性能直接影响整个接收系统的性能，笔者着重对实现增益可调和提高电路的线性度和稳定性、降低噪声系数及改善电路的输入/ 输出匹配特性的方法进行了分析研究[1][3]。其设计的技术指标：工作频率5.795GHz-5.815GHz；噪声系数

2.低噪声放大器设计

LNA设计模型如图1所示：

所选元件ATF-54143 是一款高增益、宽动态范围、低噪声的E-PHEMT（增强模式伪形态高电子迁移率晶体管），只需要一个正的电压偏置，器件体积小，电路集成度高，特别适用于450 MHz ― 6 GHz 频段的通信系统。而且根据器件性能，在漏电流IDS为60 mA时能得到最高的三阶截取点（IP3）和最低噪声系数（NF），在漏电压VDS为3 V 时，有较高的增益[2][3]。

2.1直流偏置电路的设计

首先，以ATF-54143 的栅极电压VDS 作为扫描参数对元件的静态工作点（漏极电流IDS 和漏极电压VDS）进行仿真。再根据选定的VDS（3 V），IDS（60 mA），VGS（0.56 V）， 用公式（1）（2）（3）计算各偏置电阻值，其公式来自器件说明书。

此偏置电路的稳定系数K和B如图3、图4所示：

2.2输入匹配网络设计

输入匹配网络一般为获得最小噪声而设计，所以设计匹配网络时首先考虑噪声系数。输入匹配网络由元件的最佳噪声反射系数Topt为主决定，以求得噪声系数NF 降到最小[1]，根据S 参量仿真得到的最佳噪声系数匹配条件，其输入匹配网络如图5所示，其噪声系及增益如图6所示。

2.3 输出匹配网络设计

输出匹配网络一般是为获得最大功率和最低驻波比而设计。设计匹配网络时首先考虑最大功率及最低驻波比[2]，根据S 参量仿真得到的最佳输出匹配，其输出匹配网络及响应如图7，图8所示。

前置LNA总电路设计如图9，响应如SMITH圆图10所示。

3.结语

低噪声放大器作为RFID的前端，具有广泛的应用性。在RFID中低噪声放大器是必不可少的，本文设计的LNA能满足短距离RFID小信号放大要求，可以用在RFID射频电路前端和天线相连，但是设计仍然存在需要改进的地方。如果在稳定范围内，适当增加带宽，改善增益平稳度，降低噪声系数，采用无源及有源器件，成本会更低，整个电路的性能会更好。

参考文献：

[1]潘少祠，官伯然.2. 4GHz 低噪声放大器的研究[J].Journal of Hangzhou Dianzi University Aug. 2011：21-23.

[2]吴国增， 杨颖. 低噪声放大器（LNA）的网络匹配设计方法研究[J].Electronic Component &Device Applications Vol.9 No.1 Jan. 2009：48-50.

篇(5)

关键词：CMOS带隙基准；低温度系数；电源抑制比

中图分类号：TN710

文献标识码：B

文章编号：1004―373X(2008)04―004―02

1 引 言

基准电压源广泛应用于电源调节器、A／D和D／A转换器、数据采集系统，以及各种测量设备，其精度和稳定性直接影响整个电路系统的精度和稳定性。基准源有很多种，其中，带隙基准源凭借其低温度系数、高电源抑制比、低基准电压，以及长期稳定等优点，得到了广泛的应用。近年来，模拟集成电路设计技术随着工艺技术一起得到了飞速的发展，电路系统结构进一步复杂化。这对模拟电路基本模块的电压、功耗、精度和速度等，提出了更高的要求。传统的带隙基准源电路结构逐渐难以适应设计需求。本文在分析传统带隙基准原理基础上，基于传统的带隙基准结构，重点改善基准源中运算放大器的性能，并对基准绝对数值进行补偿，设计了一种低温漂、高电源抑制比的基准电压源电路。该电路带有启动电路和电流补偿电路，采用差分放大器作为基准源的负反馈运放，放大器的偏置电流由放大器自身的输出产生，提高了电源抑制比，直接对基准输出做温度补偿和电流漂移补偿，静态电流约为10μA，温度在0～100℃之间变化时温度漂移不超过10 ppm／℃。

图2为传统带隙基准源的基本结构，这种结构对放大器精度和对称性要求较高，另外运放的失调电压会影响基准源的精度。失调电压与温度和电源电压有关，是基准源理论值与实际值之间误差的主要来源。失调电压的主要来源于晶体管之间不匹配、运放输入级MOS管预置电压不匹配、运放的有限增益等。针对上述问题，本文提出一种带隙结构，重点改善基准源中运算放大器的性能，其中为了减小运放失调电压对基准源的影响，采用差分运放、提高运放增益、加入反馈减小失调电压，从而提高电压基准源的精度，并对基准绝对数值进行补偿，设计一种低温漂、高电源抑制比的基准电压源电路。

3　电路设计及工作原理

如图3所示，带隙基准源电路带有启动电路和反馈电路，采用差分放大器作为基准源的负反馈运放，放大器的偏置电流由放大器自身的输出产生，直接对基准源输出做温度漂移补偿，提高了电源抑制比。

由式(6)可见，环境温度在0～100℃之间变化时，该电路输出电压温度系数小于10 ppm／℃。

篇(6)

【关键词】发动机；离子电流；检测；设计实现

1.引言

在最近的实验研究中，一种新的发动机工作情况检测方法——离子电流检测法得到国内外研究人员的密切关注。当发动机工作室，由于工况不同，燃气密度不同，通过火花塞离子电流的大小及变化也不同，因此利用火花塞电极作为信号感受器可以检测各种不同发动机信号[1]。离子电流检测法主要有两大优点：首先是便于安装，直接用火花塞作为传感器，结构简单对发动机结构无损坏，测试原理比较简单，电路易实现，可以用在工程测量方面；其次是价格较低，可以大范围运用。

本文所介绍的点火测试系统主要是模拟四缸发动机的运转，通过MCU发出四路相位差为90度的脉冲信号来模拟，同时脉冲信号的占空比可以根据点火能量实时调整。而离子电流检测部分则主要对火花塞产生的离子电流信号的提取并进行放大处理高压隔离后进行检测。该检测仪的最大特点是在不需要特殊的传感器的情况下进行能够方便的进行检测。

2.发动机点火系统和离子电流检测电路

2.1 点火系统的工作原理

图2-1为初级电路等效电路图，由电源（蓄电池），电阻，点火线圈的初级绕组，触点和电容组成。具体工作过程为：当触点闭合时，初级电流通过电源，附加电阻，再流过点火线圈的初级绕组，其中初级电流的增长方式是按照指数规律而增长的，并且初级电流存在极限值，这个极限值约为UB/R。在初级电流不断增长的同时，初级绕组中产生自感电势，次级绕组相应产生电势，大小为1.5KV到2KV，但是这个电势不足以击穿火花塞的间隙。

2.2 离子电流电测法的原理

离子电流检测法就是根据外加偏置电压后，发动机燃烧室内火花塞两电极之间产生的离子电流进行分析检测，从而得知发动机运转情况的方法[2]。由于火花塞离子电流信号中包含大量发动机运转和燃烧的相关信息，因此我们可以通过对离子电流信号的采集及处理，提取出我们所需要的发动机运行参数，以保证发动机时刻保持在最佳运行状态。应用这些运行参数，我们也可以完成对发动机的运转状态实时监控，同时可以处理反馈的信息完成相应的控制，也可以对发动机进行故障检测。

3.发动机离子电流检测仪的设计实现

3.1 MCU控制部分电路设计

动电路部分将MCU发出的脉冲信号放大直接与点火线圈相连，另外设置了保护电路将信号反馈给MCU部分保护整个测试系统。两部分之间采用光电耦合器进行光电隔离。MCU整体的原理图设计如图3-1所示，晶振为12M。

3.2 驱动部分电路设计

为了使整个点火测试系统比较安全可靠，MCU部分和驱动部分分别设计成两块PCB板，MCU完成控制显示功能，驱动部分则与点火线圈相连，根据MCU发出的控制信号控制点火线圈的充放电。两部分之间用光电耦合器隔离开。一路驱动电路的设计如图3-2所示。

3.3 离子电流检测部分电路设计

离子电流检测部分的作用主要是将离子电流信号从发动机中取出并且转变为电压信号，该电压信号经过仪表放大器的放大处理后，通过隔离放大器和A/D转换后即可送入单片机进行处理[3]。由于发动机点火时火花塞两端有很高的电压，达到上万伏，因此不能够直接加400V的偏置电压，必须要采取隔离措施，这里在设计时采取的是用高压硅堆进行隔离的方法，即在400V偏置电压和高压线圈之间串入高压硅堆[4]。加400V的偏置电压的目的是为了将离子电流信号取出，同时通过电阻R2转变为电压信号。离子电流检测的原理图如图3-3所示。

3.4 主程序结构框架

主程序的总体结构比较简单，首先是开机欢迎界面的显示，这是通过调用相应的显示子程序实现的，同时要加2秒的延迟。接着就进入循环部分，这部分首先进行A/D转换相应子程序的调用，完成A/D转换同时显示在液晶屏上，这样就可以实时观察电池电压，然后就不断判断四个按键哪个键被按下，若被按下则执行相应的功能，执行结束后返回循环，继续判断，若没有键被按下，则重新开始循环检测。具体的流程图3-5所示。

4.结论

本文以火花塞离子电流法采集火花塞点火时形成的离子电流信号作为开发目标，对所涉及的基本理论知识、硬件电路的设计和软件程序的编写作了较为详细的介绍。火花塞离子电流检测技术是一项新兴的发动机燃烧状态检测技术，由于自身存在很多优势，因此它受到了研究者的广泛关注。虽然目前由于技术的局限的适用范围还比较有限，但是我相信随着研究者的不断深入研究，离子电流检测技术会进一步发展，这项技术一定会在未来得到广泛的应用，在检测发动机工作情况的领域中一定会占据主导地位。

参考文献

[1]吴筱敏.Jae-OuChae.离子电流法在发动机燃烧室内工作过程检测中的应用[J].西安交通大学学报，1998（9）：24-30.

[2]白华.基于离子电流法的汽油机燃烧状态动态检测[D].南京航空航天大学硕士论文，2007：4-5.

[3]何立民.51单片机系统的设计[M].北京航空航天大学出版社，2008，9.

篇(7)

【关键词】带隙基准 过温保护电路

1 引言

近年来，随着工艺水平的进步，模拟集成电路设计也得到快速发展。在众多模拟电路中，带隙基准源是其设计中不可或缺的一个单元模块，它为系统提供直流参考电压。而在集成电路中由于电路功率较大，聚集的热量使电路的温度升高，因此采用合适的过温保护电路保证电路正常工作。

2 电路的实现与分析

本文的带隙基准及过温保护电路如图1所示。主要包括三个部分：启动电路、带隙基准核心电路、过温保护电路。

2.1 启动电路

启动电路在电源上电时能驱使电路摆脱简并偏置点。当电路上电初始，电路处于简并偏置点状态，输出电压为零，此时Vref通过反相器，输出高电平使MN1管导通，对电容C充电，迅速提高MP2、MP5～MP7管栅极电位，使电路进入正常状态。一旦Vref输出高电平，驱使MN1管截止，启动电路不工作。

2.2 带隙基准核心电路

在带隙的主体结构中，由于运算放大器的作用，该部分在负反馈下，保持 VA、VB两点电位近似

相等。

得： （1）

结合上式和正温度系数得：

（2）

进而得：

（3）

（4）

由（3）和（4）得：

（5）

由式（5）知，只要适当选取R2/R1和n值即可得到与温度无关的基准电压。

2.3 过温保护电路

过温保护电路一般利用晶体管的基极-发射极电压VBE的负温度系数原理来设计，其基极-发射极电压为：

（6）

正常情况下，Vout输出低电平，MN8管导通，此时结点F电压为：

（7）

当电路达到热关闭临界温度时，得：

（8）

芯片热关断后，输出高电平，MN8截止，可得：

（9）

基于以上分析，通过调节 R5和 R6的值，可以得到需要的温度门限。

3 仿真结果

Hspice仿真分析如下：

图2为基准电压随电源电压的变化曲线，可以看出，电源电压在4V～7V时，其电压仅变化了6mV。

图3为基准温度扫描仿真，结果-30℃～120℃内输出电压变化约为3.7mV，可计算温度系数：

图4为过温保护电路曲线。可以看出，当温度达到120℃时，电路输出高信号，当温度下降到100℃，输出低信号；该电路存在20℃温度回滞。

4 结束语

基于带隙基准及过温保护电路在模拟电路中的广泛应用，本文提出了结构简单的高性能带隙基准及过温保护电路。Hspice仿真表明电路在温度特性、电源抑制比和过温保护等方面具有良好的性能。整个电路虽然结构简单，但有一定的适用价值。

参考文献

[1]倪园婷，邹建南.一种高精度带隙基准设计[J].厦门大学学报，2014，53（6）：903-906.